IR21814后面接推挽放电电路。不同的是，为了MOS管的可靠关断，在推挽后面增加负压电路，C338/D318和C340/D322。当C338充电（被3.3V的稳压管D318钳位），1端电压比2端高3.3V。MOS管关断时，驱动电压通过下图蓝色路径放电。在MOS关断期间，C338上储存的电荷对驱动形成负压，保证MOS管的可靠关断，防止误开通。
MOS管开通时的充电电阻、关断时的放电电阻根据所选的MOS管选择，并结合实际调试情况决定。是否增加MOS管的吸收电路根据所选择MOS管的开关速度决定，一般来说，开关速度较快的MOS管要增加吸收电路。
如图12所示，c340为隔直电容，当Q304导通，电源通过c340、r348向MOS管GS充电，同时电容c340两端也累积电荷，在C340两端形成左+右-的电压，由于在GS并联一电阻R178和R159（约4.7K），在Q304导通期间，将持续正向充电， 因为开关频率较高，随着上班时间的延长，C340两端电压的逐渐升高。
为了得到一持续的负压，我们最终选择并联一D322，达到D322的稳压值时3.3V，D322开始将C340箝位到3.3V电压，此时加到MOS管两端的电压为：Vdrv=13.5V-3.3V=10.2V ，DCMOS开始导通；在MOSFET导通的时间里，驱动为持续高电平，由于R178的存在，稳压管D322中会存在一个持续的Iz电流用以维持稳定的钳位电压；当Q304关断、Q306开通，MOS管Cgs放电，c340反向充电，在关断时产生约为：3.3V-0.7V=2.6V的负向电压，保证MOS的有效关断；经过若干个开关周期，c340两端电压达到稳定。为取得合适的驱动电平，在c340两端并联合适的稳压二极管D322。
这个负压电路，不但可以提高驱动的可靠性，而且也降低了驱动的正电平，10V左右的电平驱动能过有效的减小驱动损耗，减小MOSFET的导通损耗，提高效率。
R388和C336组成的RC用来吸收高频开关ds耦合到gs上的尖峰，防止驱动误开通，RC的数值能够准确的通过MOSFET的类型，PCB的走线，拓扑形式等调节大小或者去掉。
隔直电容一般在几微法到几十微法，需结合考虑驱动电流的大小和负载阻抗的匹配，以及驱动开关频率的范围。与隔直电容匹配的负载阻抗，需注意MOS管GS并联电阻，若无该电阻，则不能够实现隔直的效果。
由于DCDC开关频率为80k~250kHz，隔直电容和后面MOSFET的GS端的并联电阻组成的的截止频率应该远低于DCDC的开关频率（至少10倍），即
才能保证驱动高频的驱动信号能够传递，另外，若隔直电容太小，则当驱动关断时，GS间电容放电时，隔直电容则容易被反向充电，钳位二极管不能起到非常好的钳位作用。由于我们采用的是47N60CFD，根据datasheet，Qgs=54nC，假设我们大家都希望钳位电压的稳压精度在1%（我们采用的为3.3V稳压管），则隔直电容的大小至少为
我们取2.2uF，隔直电容取的太大则会影响电容电压建立的时间，时间太长，则会影响模块的可靠性。
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